Модуль АФАР

Исходные данные:

1. Назначение передатчика — передающий модуль;

2. Мощность: P
вых
=0,5 Вт; P
вх
20 мВт.

3. Диапазон частот: f
вых
=0,5 ГГц; f
вх
=0,25 ГГц.

4. Характеристика сигналов, подлежащих передаче: ЧМ-сигнал.

5. Место установки — борт ЛА.

6. R
напр
=50 Ом.

1. Введение

На современном этапе развития радиоустройств СВЧ все большее применение находят передающие, приемные и приемопередающие активные фазированные антенные решетки (АФАР), в которых излучатели (или группа излучателей) связаны с отдельным модулем, содержащим активные элементы в виде различного типа генераторных и усилительных каскадов и преобразователей частоты колебаний, а также пассивные умножители частоты.

В передающей АФАР активная часть отдельного модуля, возбуждаемого от общего задающего генератора, фактически имеет функциональную схему, аналогичную схеме усилительно-умножительного СВЧ-тракта радиопередающего устройства, выполненную на генераторах с внешним возбуждением. В качестве активных приборов этих генераторов во многих практических случаях используются полупроводниковые СВЧ-приборы, позволяющие повысить надежность и долговечность модулей АФАР по сравнению с модулями на электровакуумных СВЧ-приборах, при обеспечении средней выходной мощности модуля до десятков и сотен ватт (при использовании схем сложения СВЧ-мощностей) в дециметровом диапазоне и до десяти ватт в сантиметровом диапазоне.

В том случае, когда частота колебаний на выходе модуля в целое число раз больше, чем на его входе, один из генераторных каскадов модуля должен быть умножителем частоты. Функциональная схема передающей АФАР, в модулях которой применены умножители частоты, приведена на рис. 1.

Введение умножителя частоты в модуль АФАР позволяет на выходе модуля получить колебания с определенной мощностью на тех частотах, на которых полупроводниковый усилитель уже неработоспособен. Сказанное в наибольшей степени относится к мощным усилителям на транзисторах, предельные рабочие частоты которых в настоящее время не превышают 6-7 ГГц. Поэтому малогабаритные модули АФАР дециметрового диапазона волн на полупроводниковых приборах, построенные на основе транзисторного усилителя мощности и последующего умножителя частоты, имеют генераторную часть.

Обычно при проектировании генераторной части модуля АФАР с умножением частоты бывают заданы P
вых
, f
вых
, f
вх
, а также значение P
вх
. В результате проектирования определяется число умножительных и усилительных каскадов в генераторной части модуля, типы активных приборов и электрических схем, используемые в каскадах, значения параметров режима активных приборов и элементов схем каскадов, а также вид конструктивного выполнения каскадов.

2. расчет Структурной схемы модуля АФАР

Структурная схема модуля АФАР представлена на рис. 2.

Имея заданную выходную мощность P
вых
, зададимся контурными КПД согласующих цепей (СЦ1, СЦ2, СЦ3) (ηк СЦ1
=ηк СЦ2
=ηк СЦ3
=ηк СЦ
=0,9) и найдем мощность на выходе умножителя частоты:

.

Зная выходную мощность умножителя частоты, коэффициент умножения и входную частоту, с помощью программы MULTIPLY, разработанной на каф. 406, выберем транзистор и рассчитаем его режим работы (результаты этих расчетов даны в п. 4.1.1.).

В числе прочих результатов программа выдает коэффициент усиления по мощности K
УЧ
=9,958, используя который, мы вычисляем мощность на входе умножителя частоты, совпадающую, разумеется с мощностью на выходе СЦ2 (P
вых СЦ2
):

.

Поскольку, как упоминалось выше, мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ
=0,9, то мощность на входе СЦ2 P
вх СЦ2
, равная мощности на выходе усилителя мощности P
вых УМ
, равна:

.

Теперь, зная мощность на выходе усилителя мощности (P
вых УМ
) и зная его рабочую частоту f
=0,25 ГГц, с помощью программы PAMP1, также разработанной на каф. 406, выбираем активный прибор (транзистор) и рассчитываем его режим работы для СВЧ усилителя мощности (результаты этих расчетов приведены в п. 4.2.1.). Полученный в ходе расчетов коэффициент усиления K
УМ
позволяет найти мощность на входе усилителя, тождественно равную мощности на выходе входной согласующей цепи СЦ1:

.

Поскольку мы задали контурный КПД согласующих цепей равным ηк СЦ
=0,9, то мощность на входе СЦ1 P
вх СЦ1
равна:

,

что меньше 20 мВт, ограничивающих по заданию входную мощность сверху.

3. Методики расчета каскадов модуля

3.1. Методика расчета РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРА МОЩНОГО СВ
Ч УСИЛИТЕЛЯ мощности

Рас
сматриваемая методика может быть ис
пользована для рас
чета режима мощного транзис
тора ус
илителя, работающего на час
тотах порядка сотен мегагерц
, и позволяет получить параметры режима, достаточно близкие к экспериментальным. На значениях час
тоты 1… 3 ГГц
погрешнос
ть рас
чета в
озрас
тает из-за ис
пользования упрощенной эквивалентной схемы тран
зистора и нед
ос
таточной точнос
ти при определении ее параметров. В диапазоне частот выше 3 ГГц эти недостатки проявляются еще более резко. На режим начинает оказывать с
ильное влияние даже с
равнительно небольшой разброс
значений индуктивностей выводов и емкос
тей корпуса, а также многочис
ленные паразитные связи в конс
трукции транзис
тора. Эти обс
тоятельс
тва ограничивают в
ерхний час
тотный предел применимос
ти рас
с
матрив
аем
ой методики.

В методике рас
чета ис
пользуетс
я эквивалентная с
хема, дополненная некоторыми элементами, с
ущес
твенными для диапазона С
ВЧ.

Параметры э
кв
ивалентной с
хемы транзис
тора зав
ис
ят от протекающих токов и прило
женных напряжений. Од
нако об
ычно с
читают, что в выбранном режиме транзис
тора параметры с
хемы будут пос
тоянными в пределах каждой облас
ти работы: рабочей облас
ти (К
—
замкнут) и облас
ти отс
ечки (К
—
разомкнут). Параметры эквивалентной схемы приводятся
в с
правочных данных, а наименования
их даны в разделе “Обозначения” пособия [1]. Некоторые параметры, которые отс
утс
твуют в с
правочниках, можно оценить по формулам:

С
д
=С
э
+С
диф
; С
к
=С
ка
+С
кп
;
; τк
=r
б
С
ка
; ;

; ; .

При ус
реднении S
п
ток i
к
рекомендуетс
я принять равным половине выс
оты импульс
а коллекторного тока i
к max
или амплитуде его первой гармоники, которая в типичных режимах близка к 0,5i
к max
. Емкос
ть С
к
определяют при выбранном напряжении U
к0
. На час
тотах сопротивление r
с
лабо шунтирует емкос
ти и им можно пренебречь. Неравенс
тво определяет нижнюю час
тотную границу проводимого анализа. При рас
чете принимают, что в диапазоне СВЧ входной ток мощных транзис
торов оказывается близким к гармоническому за с
чет подавления высших гармоник индуктивностью в
ходного электрода. Форма колл
екторного напряжения принимается гармонической. Поэтому далее будем полагать, что входной ток и коллекторное напряжение не с
одерж
ат выс
ших гармоник и эквивалентный генератор тока S
п
(U
п
-U'
) нагружен на диссипативное с
опротивление. Рас
чет производим для граничного режима работы транзистора.

Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники показана на рис. 3. В схеме ОЭ при диссипативной нагрузке будут отрицательные обратные связи через L
э
и .

Рис. 3. Эквивалентная схема усилителя ОЭ для токов и напряжений первой гармоники

Для обеспечения устойчивого режима применяют специальные меры, например, включение r
доп
в цепь эмиттера или нейтрализацию L
б
включением емкости в базовую цепь. Можно использовать выходное сопротивление моста делителя, если усилитель построен по балансной схеме. Сопротивление r
вх1
с ростом мощности уменьшается (до долей ом), x
вх1
вблизи верхней частотной границы имеет индуктивный характер из-за L
б
и L
э
и значительно больше r
вх1
. Коэффициент усиления обратно пропорционален квадрату частоты. Поэтому, если известно из справочных данных, что транзистор на частоте f'
имеет коэффициент усиления , то на некоторой, более низкой рабочей частоте f
, его коэффициент усиления можно оценить примерно как , т. е. если , то K
р
будет в четыре раза больше . В схеме ОЭ при верхняя рабочая частота f
в
не превышает f
гр
.

Тип транзистора выбирают по заданной выходной мощности P
вых1
на рабочей частоте f
, определяют схему включения транзистора, пользуясь с
правочными данными транзис
тора. Часто схема включения транзистора определяется его конс
трукцией, в которой с корпусом соединяется один из электродо
в (эмиттер, база). При выборе типа транзис
тора можно ориентироваться на данные экспериментального типового режима. Рекомендуется использовать СВЧ-транзисторы на мощность не менее , указанной в справочнике. Сильное недоиспользование транзистора приводит к снижению его усилительных с
войс
тв. Интервал частот f
в
… f
н
включает и для с
хемы ОЭ. Применение транзис
тора, имею
щего f
н
выше рабочей, позволяет получить более высокое усиление, но при этом увеличиваетс
я вероятнос
ть самовозбуждения
ус
илителя и понижаетс
я его надежнос
ть.

Схема ОБ характерна для транзис
торов, работаю
щих на f
>1 ГГц. Транзис
торы, имеющие два вывода эмиттера (для уменьшенияL
э
), с
лед
ует включать по с
хеме ОЭ. Для оценки параметров эквивалентной с
хемы можно ис
пользовать следующие данны
е: нГн
(для OЭ L
общ
=L
э
),L
к
и входного вывода — в нес
колько раз больше., ,
. Параметр h
21э
в расчетах не кри
тичен, для приборов на ос
нове кремния, , где P
вых1
и U
к0
с
оответс
твуют рабочему режиму (например, экс
периментальные данные). Ес
ли требуемая мощнос
ть P
вых1
близка к той, которую может отдать транзис
тор, то U
к0
берется с
тандартным. При недоис
польз
овании транзис
тора по мощнос
ти целесообразно с
нижать U
к0
,
для повышения надежнос
ти. Например, ес
ли требуемая P
вых1
на 30-40%
меньше (мощнос
ти в типовом режиме), то U
к0
можно уменьшить на 20-30% по сравнен
ию со стандартным. Однако при с
нижении U
к0
вдвое по с
равнению с
о с
тандартным частота f
гр
уменьшаетс
я на 5… 15%,
а емкос
ть С
к
увеличив
аетс
я на 20...
25%.

Напряжение с
мещения U
б0
час
то выбирается нулевым. При этом угол отсечки будет близок к 80… 90°, при котором с
оотношение между P
вых1
,
ηэ
,K
р
бли
зко к оптимальному. Кроме того, в этом случае отсутс
твует цепь с
мещения, что упрощает с
хему ус
илителя и не требует затрат мощности на ос
ущес
твление с
мещения. В отношении S
гр
надо иметь в виду, что перед расчетом ее
с
ледует уточнить, ис
пользуя ус
ловие

(для схемы ОЭ — 0,7; для схемы ОБ — 0,8).

При этом P
вых1
и U
к0
берутся для выбранного транзис
тора. При невыполнении этого ус
ловия можно нес
колько увеличить S
гр
(на 10… 15%).

Предлагаемая методика рас
чета ис
ходит не из P
вых1
, а из м
ощнос
ти Р
г
,
развиваемой эквивалентным генератором тока i
г
.
Мощность Р
г
в с
хеме ОЭ с
ледует взять на 10‑20% меньше, чем требуемая P
вых1
, которая имеет приращение из-за прямого прохождения части входной мощности. На f
>f
r
p
в с
хеме ОБ Р
г
беретс
я на 25..
. 50% выш
е P
вых1
, на
f<f
rp
э
та доля меньше.

К начальным параметрам рас
чета относ
итс
я температура корпус
а транзис
тора. Ее можно зад
ать как Т
к
=Т
с
+
(10… 20)°С
с учетом перегрева радиатора относ
ительно окружаю
щей среды.

Ес
ли пос
ле проведения рас
чета на значения, f'
в
типовом режиме K
р
отличаетс
я от с
правочного значения
не более,
чем на ,
то можно с
читать, что параметры эквивалентной с
хемы, принятые в расчете, оценены правильно. Ес
ли модуль пикового напряжения , то это означает, что значение емкос
тиС
э
занижено. Для удобс
тва рас
чета ис
ходные данные целес
ообраз
но с
вес
ти в таблиц
у в с
ледующем порядке:

Приводимый ниже порядок рас
чета граничного режима работы при U
в0
=
0 может быть ис
пользован для включения транзис
тора как по схеме ОЭ, так и по с
хеме ОБ. Там, где формулы рас
чета для с
хем ОЭ и ОБ отличаютс
я, будет с
делана пометка “ОЭ” или “ОБ”. Все расчеты проводятс
я в сис
теме С
И.

1.
Напряженнос
ть ξгр
режима:

.

2. Амплитуда напряжения и тока первой гармоники эквивалентного генератора:

.

3. Пиковое напряжение на коллекторе:

U
к пик
=U
к0
+U
г1
<U
кэ доп
.

При невыполнении неравенства следует изменить режим или выбрать другой тип транзистора.

4. Параметры транзистора:

; ; .

5. Находим значения параметров А
и В
:

, , где .

С помощью графика A
(γ1
) на рис. 4 определяем коэффициент разложения γ1
(θ). Затем по табл. 3.1. [1] для найденного γ1
(θ) определяем значения, θ, cos(θ) и коэффициент формы g
1
(θ).

6. Пиковое обратное напряжение на эмиттере

.

Затем в пп.
7… 22 рассчиты
ваю
тся комплексные
ампли
туды токов и напряжений на э
лементах эквивалентн
ых с
хем (см. рис. 3). За вектор с нулевой фазой принят ток и

Рис. 4. Зависимость параметра A
от коэффициента разложения симметричного косинусоидального импульса γ1
(θ)

7. , где .

8. .

9. .

10. .

11. .

12. .

13. .

14. .

15..

16. .

17. .

18..

19..

20. .

21. .

22. .

23. Амплитуда напряжения на нагрузке и входное сопротивление
транзис
тора для первой гармоники тока:

;

24. Мощность возбуждения
и мощнос
ть, отдаваемая в нагрузку:

для с
хемы ОЭ ;

Ес
ли P
вых1
будет отличатьс
я от заданной более чем на ±20%,
рас
чет с
ледует провес
ти заново, с
корректировав значениеP
г
.

25. Пос
то
янная составляющая коллекторного тока, мощнос
ть, потребляемая от ис
точника питания, и электронный КПД с
оответс
твенно:

; ; .

26. Коэффициент ус
иления по мощнос
ти, мощнос
ть, расс
еиваемая транзис
тором и допус
тимая мощнос
ть расс
еяния при данной температуре корпус
а транзис
тора:

; ; .

Можно прин
ять значение Т
п max
=T
п
, где T
п
— допус
тимое значение, в
зятое из справочных данных.

Следует убедитьс
я, что
.

27. Сопротивление эквивалентной нагрузки на внешних выводах транзис
тора

,
где для с
хемы ОЭ.

Данный рас
чет ис
ходил из нулевого с
мещения на входном элект
роде транзистора. В ряде случаев этот режим мож
ет быть не оптимальным и желательно в
ес
ти расчет на заданный угол отс
ечки (например в усилителе ОБ для стабилизации режима уменьшают угол отс
ечки). Тогда, выбрав угол отсечки θ, по табл. 3.1. [1]
находят коэффициент α1
(θ) и
определяю
т

.

Затем в п.
5 находят напряжение с
мещения U
в0
из соотношения

,

где берут (для выбранного θ) также из табл. 3.1
.

Ес
ли напряжение с
мещения должно быть запираю
щим, то мо
жно применить автосмещение,
включив с
опротивление , заблокированное конденс
атором. При отпираю
щем смещении требуетс
я д
ополнительный ис
точник напряжения.

3.2. Методика расчета режима транзистора мощного СВЧ умножителя частоты

В промежуточных кас
кадах радиопередающих
устройств
СВЧ
прим
еняют умножители час
тоты о выходной мощнос
тью
до с
отен милливатт. Такие СВЧ-умножители
являютс
я уже мощными. Умножение час
тоты в них дос
тигаетс
я выделением нужной n-
й гармоники
из импульс
а коллекторного тока. При рас
чете режима транзистора, работаю
щего на час
тотах 108
... 109
Гц (с
отни МГц), ис
пользуют кус
очно-линейную модель транзистора. При этом дополнительно учитывают индуктивнос
ти выводов транзис
тора, емкость закрытого эмиттерного
перехода и потери в материале коллектора. Предполагают, что транзис
тор включен по схеме с общей базой (ОБ) и возбуждается
от генератора гармоничес
кого тока. С
хема ОБ обес
печивает лучшие энергетичес
кие параметры мощного умножителя СВЧ, чем с
хема с общим эмиттером (ОЭ).
В с
хеме ОЭ
за с
чет обратной с
вязи через емкость С
к
импульс
коллекторного тока деформируетс
я и имеет малые коэффициент формы gn
(θ),
а с
ледовательно, и КПД,
и мощнос
ть в нагрузке.

Выходная мощн
ость умножителя ограничена нес
колькими факторами. К ним относ
ятс
я предельно допус
тимые значения обратного напряжения на эмиттерном
переходе U
бэ доп
и мо
щнос
ти рассеяния
,
а также критичес
кий коллекторный ток I
кр
.

При выборе угла отсечки надо учитывать следующее. Пиковое обратное напряжение U
бэ пик
ув
еличиваетс
я при уменьшении угла отсечки θ,
что может ограничить мощнос
ть, отдаваемую умножителем час
тоты. При больших углах отс
ечки уменьшаетс
я КПД и рас
тет рас
с
еиваемая мощнос
ть Р
к
,
что может привес
ти к нереализуемости
режима транзис
тора. Ес
ли при оптимизации мощнос
ти умно
жителя час
тоты опиратьс
я только на ограничения по коллекторному току, с
читая макс
имальный i
к max
=I
кр
,
то оптимальн
ым углом отс
ечки при n
=2 оказываетс
я θ=60°
, а приn
=3 —
θ
=
40°
. При этих углах отс
ечки КПД будет дос
таточно выс
оким, но надо не допус
тить превышения U
бэ доп
. Поэтому час
то угол отс
ечки и для n
=2
, и n
=3 выбирают равным θ=60°.

Рас
чет режима транзис
тора ведут на заданную выходную мощнос
ть транзис
тора P
вых n
на рабочей час
тоте nf
, определенную по выходной мощнос
ти умножителя P
вых n
и КПД его выходной с
огласую
щей цепи hк вых
: Р
вых n
=Р
вых
/hк вых
.

Для расчета используем методику, которая имеет в
своей основе следующие допущения:

· интервал рабочих частот соответствует неравенствам: ,
;

· транзистор возбуждается от генератора гармонического тока;

· крутизна по переходу S
п
считаетс
я вещественной;

· напряжение на коллекторе — гармоничес
кое;

· с
хема включения транзис
тора — ОБ;

· влиянием индуктивности общего вывода транзис
тора L
б
пренебрегают.

Исходя из заданных P
вых n
и nf
по справочникам выбирается
транзистор с учетом выполнения ус
ловий
и . Вследствие больших потерь в материале коллектора на верхних частотах транзистора целес
ообразно выбирать транзистор с запасом по выходной мощности P
вых n
примерно в 2,0… 2,5 раза. Параметры выбранного транзистора рекомендуется свести в таблицу в следующем порядке:

, Вт;

, МГц;

, В;

U
кэ доп
, В;

U
бэ доп
, В;

, В;

I
кр
, А;

T
п
, °С;

S
гр
, А/В;

f
гр
, МГц;

С
к
, пФ;

r
б
, Ом;

r
э
, Ом;

r
к
, Ом;

L
б
, нГн;

L
э
, нГн;

L
к
, нГн.

Напряжение питания U
к0
принимается равным или близким к , в типовом режиме транзистора. Угол отсечки целесообразно выбрать для n
=2 и n